差分信號剖析與探討

2017-03-24 by:CAE仿真在線來源:互聯(lián)網(wǎng)

Introduction
驅(qū)動端發(fā)送兩個大小相等,方向相反的信號,接收端會有一個相減器,比較
這兩信號的差值,來判斷邏輯位是0 或是1,此即所謂的差分訊號[1]。

而下圖是實際PCB 的差分走線[1]。

1
Advantage
使用差分訊號的第一個好處,就是具錯誤更正效果[2]。

由上圖知道,如果在單端訊號中有噪聲,則會直接進入接收器,嚴重一點可能會造成邏輯誤判。在那些對于時序有很精密要求的系統(tǒng)中,會有很重大的影響。然而前述已知,接收端會有一個相減器,因此對差分訊號而言,即便有噪聲,其噪聲會透過相減器相消。

2
由于差分信號的邏輯判斷,是仰賴兩個信號的交點,如下圖[4] :

不像單端信號依靠高低兩個電壓判斷,因而受工藝,溫度的影響小,能降低時序上的誤差,同時也更適合于低幅度信號的電路。目前流行的LVDS(low voltage differential signaling)就是采用差分訊號型式[5-6],下圖是LVDS Connector 的
圖片[7] :

3
第二個好處,可以有較小的EMI 輻射干擾,由于數(shù)字信號在邏輯切換時,會
因電壓變換產(chǎn)生電場,進而產(chǎn)生EMI 輻射,對鄰近走線造成干擾[9,15],如下圖
[12] :

由于高速數(shù)字訊號邏輯切換速度越來越快,而邏輯切換速度越快,則耗電流就越大,同時頻率也越高,由[9]可知,EMI 輻射強度與電流大小,以及頻率成正比,這等同于更進一步加大了EMI 輻射干擾。而由[11]可知,電磁波會有磁場與電場成份,這表示若能降低磁場或電場大小,便能減少EMI 輻射干擾。

4
而差分訊號所產(chǎn)生的磁場,會彼此相消,所產(chǎn)生的電場,會因彼此緊密地耦合在一起,進而減少發(fā)散向外的機會[8-10]。

由于差分訊號可以減少磁場份量,以及減少發(fā)散向外的電場,進而降低EMI 輻
射干擾,這也是為什么高速數(shù)字訊號一般都用差分訊號[1]。

5
而差分訊號除了可以產(chǎn)生較小的EMI 輻射干擾,同時也具備了較佳的抗干擾能
力[16-17],我們以下圖說明 :

B 跟C 為差分訊號,而A 為鄰近的訊號,當A 跟B、C 靠得很近時, A 會把能
量耦合到B 跟C,以S 參數(shù)表示,A 耦合到B 為SBA,A 耦合到C 為SCA。當B
跟C 很靠近時,則SBA = SCA,而又因為B 跟C 的訊號方向相反,所以SBA 跟SCA是等量又反向,亦即彼此相消,這就是為何差分訊號擁有較佳的抗干擾能力。而在射頻電路中,相較于發(fā)射訊號,接收訊號多半很微弱,因此其接收路徑多半采差分型式,以便獲得較佳的抗干擾能力,避免靈敏度下降。

6
而為了得到良好的頻譜利用率,到了數(shù)字通訊時代,多半會利用IQ 訊號,來達
到SSB (Single-Sideband) 的調(diào)變方式[16],而因為IQ 訊號會影響到調(diào)變與解調(diào)
的精確度,因此不管是發(fā)射還接收電路,其IQ 訊號都會走差分形式,避免調(diào)變
與解調(diào)精確度,因噪聲干擾而下降[16]。

7
Length
由前述已知,差分信號的邏輯判斷,是仰賴兩個信號的交點,因而受工藝,溫度的影響小,能降低時序上的誤差,如下圖左。然而倘若該差分信號長度不相等,則會因相位差之故,導致切換電壓的時間點不同,如下圖右的黃圈處,進而使得邏輯判斷錯誤[4]。

另外,由前述已知,數(shù)字信號在邏輯切換時,會因電壓變換產(chǎn)生電場,進而產(chǎn)生EMI 輻射,對鄰近走線造成干擾,如下圖[12] :

但差分訊號所產(chǎn)生的電場,會因彼此緊密地耦合在一起,進而減少發(fā)散向外的機會,進而減少EMI 幅射干擾,如下圖左。然而倘若該差分信號長度不相等,如下圖右,此時Length 2 為一單端訊號,亦即邏輯切換瞬間所產(chǎn)生的電場,會發(fā)散向外,產(chǎn)生EMI 輻射干擾。若Length 2 越長,表示該差分訊號的相位差越大,其切換噪聲的脈沖寬度就越寬,維持時間就越長[4]。

同時也由前述已知,鄰近噪聲對差分訊號的耦合量,會彼此相消,因而提高抗干擾能力,然而倘若該差分信號長度不相等,如下圖,則此時Length 2 為一單端信號,A 耦合到Length 2 的能量無法消除,亦即B 會很容易被A 干擾。

而前述已知,為了得到良好的頻譜利用率,到了數(shù)字通訊時代,多半會利用IQ
訊號,來達到SSB (Single-Sideband) 的調(diào)變方式,亦即頻譜上只能有一個
Sideband,如下圖[16] :

且 IQ 訊號都會走差分形式,避免調(diào)變與解調(diào)精確度,因噪聲干擾而下降,亦即
會有I+、I-、Q+、Q- 四條訊號,如下圖 :

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由[16]可知,I+、I-、Q+、Q- 四條訊號線都必須等長,才能確保IQ 訊號相位差
為90 度,此時便如前述,頻譜上只出現(xiàn)了一個Sideband,如下圖左。而只要有
任一訊號線不等長,那么IQ訊號相位差就不為90度,則稱為IQ phase Imbalance,在頻域上,會出現(xiàn)另一個我們不要的Sideband,稱之為Image,如下圖右[20]:

而Image 與主頻訊號的振幅差,稱之為Sideband Suppression,若上圖右的Length2 越長,則IQ phase Imbalance 就越大,亦即Sideband Suppression 就越小。反之,若四條訊號線都等長,亦即完全沒有IQ phase Imbalance,那么理論上會完全無Image,如上圖左。

11
而由[16]可知,解調(diào)時,會以所謂的EVM(Error Vector Magnitude),來衡量IQ
phase Imbalance 的程度,如下圖 :

而由[16]可知,EVM 與SNR 成反比,如下式 :

亦即若前述的Length 2 越長,那么IQ phase Imbalance 越大,則EVM 越大,SNR越小,靈敏度就越差。

12
以上皆為差分訊號若不等長的影響,因此,在設(shè)計差分訊號時,最重要的就是要等長,越是高速訊號,越要注意等長[5-6]。然而實際上,有可能因為IC 的Pin
位置關(guān)系,使得差分訊號會不等長[26]。

或是會因為轉(zhuǎn)彎緣故,使得外側(cè)走線會多出額外的長度,導致相位差,因而產(chǎn)生額外的共模噪聲[26]。

因此通常會針對長度較短的走線,用所謂的蛇狀線,額外再增加長度,使其差分訊號達到等長的目的,如下圖[2] :

但要注意的是,其蛇狀線要位于不等長之處,如下圖綠圈處,而不要位于等長之處,如下圖藍圈處。因為縱使蛇狀線,能使差分走線在接收端時的總長度等長,其相位差降到最低,然而下圖藍圈處跟綠圈處,都會因長度不等而有相位差,進而產(chǎn)生額外的共模噪聲。換言之,綠圈走法是接收端幾乎無相位差,但在訊號傳遞過程中,會有一次相位差,產(chǎn)生一次額外的共模噪聲。而藍圈走法是接收端幾乎無相位差,但在訊號傳遞過程中,會有兩次相位差,產(chǎn)生兩次額外的共模噪聲,因此最好采綠圈處走法。而上圖是因為不等長之處在BGA 的Pin 里面,并無空間可以走蛇狀線,因此只好將蛇狀線設(shè)計在等長處。當然若空間許可,采綠圈處走法較佳[40-41]。

Separation
由[23]可知,差分訊號的阻抗,與間距會有關(guān)系,如下圖[27] :

因此差分訊號的間距要維持固定,否則會因阻抗不連續(xù)而產(chǎn)生反射,進而導致
EMI 幅射干擾加大[12]。

另外,差分訊號的間距,不只與阻抗有關(guān),也牽扯到抗干擾能力,我們以下圖作說明。

B 跟C 為差分訊號,而A 為鄰近的訊號,當A 跟B、C 靠得很近時,亦即S1 很
小時,A 會把能量耦合到B 跟C,以S 參數(shù)表示,A 耦合到B 為SBA,A 耦合到
C 為SCA。如果B 與C 靠得很近,亦即S2 很小,則SBA = SCA,而又因為B 跟C的訊號方向相反,所以SBA 跟SCA 是等量又反向,會彼此完全相消,因而將A 對于B、C 的干擾降到最低。然而,若B 與C 離得很遠,亦即S2 很大,則SBA > SCA,那么SBA 跟SCA 便無法完全相消,此時B 會受A 的干擾。由此可知,若差分訊號要具有最佳的抗干擾能力,則間距必須越小越好。當然,由前述可知,間距越小,其阻抗就越小,這會使阻抗無法控制得宜,因此,更精確一點講,在符合阻抗控制的前提下,其間距必須越小越好,這樣才可有較佳的抗干擾能力。
另外由前述可知,差分訊號可以減少磁場份量,以及減少發(fā)散向外的電場,進而降低EMI 輻射干擾。然而,倘若S2 過大,則磁場無法完全相消,且彼此間所產(chǎn)生的電場,也會因耦合量降低,進而增加發(fā)散向外的電場,導致EMI 輻射干擾加大,因此,在符合阻抗控制的前提下,其間距必須越小越好,這樣才可有較小的EMI 輻射干擾。
16
而前述提到,因此通常會針對長度較短的走線,額外再增加長度,使其差分訊號達到等長的目的,如下圖 :

但由上圖綠圈處可知,雖然等長目的達到了,但會因間距加大,導致阻抗不連續(xù),抗干擾能力降低,以及EMI 輻射干擾加大,該如何取舍呢?
前述說過,差分訊號不等長,會造成邏輯判斷錯誤,而由[4]可知,間距不固定
對邏輯判斷的影響,幾乎是微乎其微。而阻抗方面,間距不固定雖然會有變化,但其變化通常在10%以內(nèi),只相當于一個過孔的影響。至于EMI 幅射干擾的增加,與抗干擾能力的下降,可在間距變化之處,用GND Fill 技巧,并多打過孔直接連到Main GND,以減少EMI 幅射干擾,以及被干擾的機會[24]。如前述,差分訊號最重要的就是要等長,因此若無法兼顧固定間距與等長,則需以等長為優(yōu)先考慮。

Bend

前述提到,差分走線有可能會因為轉(zhuǎn)彎緣故,使得外側(cè)走線會多出額外的長度,導致相位差,因而產(chǎn)生額外的共模噪聲,因此最常見的方法便是再轉(zhuǎn)一次彎,使原本內(nèi)側(cè)走線變成外側(cè)走線,增加額外長度,來達到等長之效[1]。

但上圖的轉(zhuǎn)彎方式,不管是第一次轉(zhuǎn)彎還是第二次,都不盡理想,因為90 度的
轉(zhuǎn)角,會造成阻抗不連續(xù),進而產(chǎn)生反射[42]。

另外,由[43]可知,理想的差分訊號,是不存在模態(tài)轉(zhuǎn)換,但90 度轉(zhuǎn)角會引起
相位差,導致部分訊號會差模轉(zhuǎn)共模,產(chǎn)生額外的共模噪聲,進而產(chǎn)生EMI 輻
射干擾。

19
且由[42,44]可知,若上升時間越短,其90 度轉(zhuǎn)角引起的共模噪聲就越大。

而下圖中的L 越長,其90 度轉(zhuǎn)角引起的共模噪聲也越大[42]。

20
而若以眼圖分析,由于90 度轉(zhuǎn)角會阻抗不匹配,以及部分訊號會差模轉(zhuǎn)共模,
因此會有損耗。且又因相位差而產(chǎn)生Jitter,換言之,90 度轉(zhuǎn)角會使眼圖的眼高
跟眼寬都變窄[12]。

因此在走線過程中,要極力避免90 度轉(zhuǎn)角。

當然,實際的PCB 走線,不可能從頭到尾都直線,沒有轉(zhuǎn)彎,換言之,轉(zhuǎn)彎是
無可避免的,因此可利用45 度轉(zhuǎn)角,以及圓滑轉(zhuǎn)角,來取代90 轉(zhuǎn)角。

例如前述的二次轉(zhuǎn)彎,可用下圖右的方式代替[2]。

或是因BGA的Pin 不對稱,需靠轉(zhuǎn)彎來達到等長之效時,可用下圖方式達成41]。

由[44]可知,轉(zhuǎn)角所造成的相位差,以90 度轉(zhuǎn)角最大,45 度轉(zhuǎn)角次之,圓滑轉(zhuǎn)
角最小。

而圓滑轉(zhuǎn)角所產(chǎn)生的共模噪聲,也確實比90 度轉(zhuǎn)角來得小一些[42]。

由此我們可知,只要是轉(zhuǎn)角,就會有損耗,相位差跟共模噪聲的產(chǎn)生,充其量只是程度多寡,理想上當然盡量避免使用,但如前述,實際的PCB 走線,轉(zhuǎn)彎無可避免,因此只能靠45 度轉(zhuǎn)角跟圓滑轉(zhuǎn)角來將危害降低[44]。
23
由前述可知,差分訊號最重要的就是等長,雖然蛇狀線與轉(zhuǎn)角,都會有損耗,相位差跟共模噪聲的產(chǎn)生,但卻是為了確保等長,所不得不采取的措施。然而若以危害程度而言,蛇狀線的危害比轉(zhuǎn)角小一些,因此若空間許可,盡量用蛇狀線代替轉(zhuǎn)角,來達成等長的目的[41]。

Termination
由[12]可知,數(shù)字訊號會因阻抗不匹配,而產(chǎn)生Overshoot 與Undershoot 現(xiàn)象,導致波形失真,以及使得系統(tǒng)的Noise Margin 變小,亦即系統(tǒng)抗噪聲干擾的能力變?nèi)酢?

同時也會產(chǎn)生EMI 輻射,產(chǎn)生噪聲,造成干擾,因此需作阻抗匹配。

然而除了走線的阻抗控制,若要達到阻抗匹配,則需進一步仰賴匹配組件的輔助,有別于RF 走線,會利用電感與電容來作阻抗匹配[25],高速數(shù)字訊號,主要是利用電阻來作終端匹配[7,16],以降低反射。而差分訊號的終端電阻,一般都跨接在兩信號之間,如下圖[32] :

至于終端電阻的值,一般都在90 奧姆到130 奧姆之間。而做完終端匹配后,在
時域上,其信號Undershoot 與Overshoot 的現(xiàn)象大為改善,而在頻域上,其噪
聲成份也減少許多[12]。

EMI Filter

雖然對于高速數(shù)字的差分訊號號傳遞過程中,,我們利用了終端電阻來作匹配,然而實際上在信其阻抗很難從頭到尾維持固定,例如會因為要避開過孔
,而導致阻抗不連續(xù)[33],

以及過孔跟連接器,所導致的阻抗不連續(xù)。

換言之,阻抗不連續(xù)的情況無可避免,因此高速數(shù)字訊號的EMI 輻射干擾,依然很大,反射是一定會有,在手機中,對于射頻訊號,依然有很大危害,而導致致靈敏度下降。
27
例如手機常用的MDDI,或MIPI 接口,有可能會透過天線,干擾接收訊號,導
,如下圖[20] :

而以時域而言,其高頻噪聲會導致波形失真[22] :

因此必須進一步透過其他手段來抑制噪聲,最常見的,就是EMI Filter,接下來
介紹其應(yīng)用[12]。
28
差分訊號的噪聲,主要有分兩種,共模與差模 :

29
然而,因為差分訊號也是采差模形式傳遞,若抑制其差模噪聲,則可能會連其訊號也一并衰減,而抑制共模噪聲,則對訊號幾乎不會衰減,如下圖 :

另外,相較于差模噪聲,共模噪聲的干擾更大,因此針對差分訊號,通常著重于共模噪聲的抑制,所以在EMI Filter 眾多種類當中,我們會用Common Mode
Choke,來抑制其共模噪聲,其組成如下圖,多半會以LC 電路構(gòu)成。

以時域而言,添加了EMI Filter 后,其訊號波形便干凈許多,降低了失真度,如
下圖[22]。

以頻域而言,添加了EMI Filter 后,其Noise Floor 便明顯下降許多,如下圖[22]。

而以手機而言,當LCM On 時,會產(chǎn)生噪聲使靈敏度下降,因此可以在其MIPI
訊號上,添加Common Mode Choke,如下圖[12,20] :

32
由前述知,差分訊號通常著重于共模噪聲的抑制,因此在挑選Common Mode
Choke 時,盡量挑選共模噪聲衰減量大一點的,如下圖[12] :

下圖黃色曲線,是原先的Common Mode Choke,可以看到仍有一些Channel 超標,而換了一個共模噪聲衰減量較大的Common Mode Choke 后,大致上整體皆有所改善,且已無任何Channel 超標,如綠色曲線。

另外,當Camera On 時,也會產(chǎn)生噪聲使靈敏度下降,如下圖[21] :

這時可在Camera 模塊的差分訊號上,擺放EMI Filter,來抑制噪聲,而由下圖
也看出,擺放EMI Filter 后,其靈敏度確實改善[21]。

34
GND
由[35]可知,任何訊號都會有回流電流,整體形成一個封閉回路,如下圖 :

而電流流經(jīng)封閉回路的磁場,會構(gòu)成磁通量,其磁通量與電流的比值,便構(gòu)成了電感,而電感又與感抗有關(guān)[12, 36]。

由上式可知,回路面積與感抗成正比,若回路面積越小,則感抗就越小。

35
而由[38-39]可知,低頻訊號的回流電流,會走最小電阻路徑。而高頻訊號的回
流電流,會走最小感抗路徑,如下圖[39] :

前述已知,回路面積越小,則感抗就越小,亦即高頻訊號的回流電流,會走可以構(gòu)成最小回路面積的路徑。因此,如上圖,雖然高頻訊號的回流路徑,比低頻訊號的回流路徑來得長,但整體構(gòu)成的回路面積較小,所以我們得知,高頻訊號的回流電流,會直接沿著原訊號路徑[38]。

36
而由仿真結(jié)果也證實,當訊號為低頻時,其回流電流只集中在Load 到Source
這段路徑,但當訊號為高頻時,其回流電流會集中在原路徑下方[38]。

37
然而由下圖可知,其差分訊號的回流電流,亦即GND Current,卻幾乎為零。那么,是否差分信號不需要GND 作為回流路徑,直接以彼此為回流路徑[1,5] ?

由[5]可知,差分線除了有對地的耦合之外,還存在相互之間的耦合,

而前述可知,高頻訊號的回流電流,會走可以構(gòu)成最小回路面積的路徑。換言之,能使差分訊號擁有最小回路面積的路徑,便是回流路徑。
38
以Any Layer 的十層板為例,其訊號走線與GND 的距離為2.8 mil,就算下層挖
空,也只有5.6 mil[23]。

但由前述可知,表層走線若要達到100 奧姆,其間距差不多要10 mil,

因為與GND 的距離較近,亦即對GND 的耦合,會比彼此間的耦合來得強,這表示以GND 為回流路徑的機會大得多。

39
而由[42]的模擬結(jié)果可知,瞬時時,其回流電流都集中在差分訊號原路徑下方的
GND。

因此差分訊號的回流電流,確實是存在于GND,而不是彼此。然而由于差分訊
號在GND 的回流電流,亦即下圖的i1 與i2,大小相等且方向相反,因此會相消,所以瞬時時,會有回流電流都集中在差分訊號原路徑下方的GND,但穩(wěn)態(tài)時,其GND Current,卻幾乎為零[4]。

由于單端訊號中,所謂的正電壓或負電壓,是跟GND ( 電位 = 0 ) 比較出來的,
因此若GND 的電位非恒為0,會有所謂的GND Bounce[12],而差分訊號中,所
謂的正電壓或負電壓,是彼此間比較出來的,如下圖[17] :

因此對于GND 的電位變化較不敏感,但如前述,由于差分訊號的回流電流,確
實是存在于GND,換言之,GND 對于差分訊號,仍有一定的影響。由[44]可知,當差分訊號的GND 為一完整平面時,其Return Loss 至少有-20 dB,而Insertion Loss 也不大。

但當差分訊號的GND 有一開槽時,其Return Loss 幾乎都不到-20 dB,而Insertion Loss 也明顯變大許多,如下圖[44] :

由[23]可知,其差分訊號與GND 的距離會影響阻抗,換言之,當差分訊號經(jīng)過
開槽時,會因為阻抗不連續(xù),產(chǎn)生反射,因而Return Loss 變差。而由[44]可知,其開槽可等效于電感,由于電感會衰減高頻訊號,故當差分訊號經(jīng)過開槽時,其能量會衰減,因而Insertion Loss 變大。

由[12]可知,GND Bounce,會使輸出波形失真,以及影響邏輯運作的正確性,
進而使系統(tǒng)穩(wěn)定度變差,如下圖 :

而由[42]可知,差分訊號經(jīng)過開槽時,會產(chǎn)生GND Bounce。

由以上的例子可知,GND 對于差分訊號,仍有一定的影響,因此必須如同單端
訊號一般,GND 要維持完整性。
43
雖然差分訊號在GND 的回流電流會因相消而幾乎為零,但會因Crosstalk,將能
量耦合過去,在其差分訊號正下方的GND,感應(yīng)出一個方向相反,封閉回路的
感應(yīng)電流[4]。

而由[12]可知,若采用3W Rule,可降低70%的Crosstalk,那么,可否透過拉
大差分訊號與GND 間的距離,來削弱感應(yīng)電流的強度 ?
由前述可知,差分訊號的回流電流,確實是存在于GND,倘若將差分訊號與GND間的距離拉大,如此便等同于將差分訊號的回路面積擴大,勢必會增加EMI 輻射干擾,這種作法弊大于利[5]。而由[35]可知,EMI 輻射干擾強度,與回路面積有關(guān),同時感應(yīng)電流的回路面積,亦等同于差分訊號的回路面積,因此,差分走線的長度要盡可能短,間距要盡可能小(但要符合阻抗控制),這樣才能縮減差分走線與感應(yīng)電流的回路面積[4],換言之,應(yīng)該是透過縮減差分訊號回路面積的方式,來降低感應(yīng)電流EMI 輻射干擾的強度,而不是直接將差分訊號與GND 間的距離拉大。
44
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