HFSS分析中需要注意的問題

2016-11-15 by:CAE仿真在線來源:互聯(lián)網(wǎng)

問題一、

HFSS報錯at least one material assignment should have solve inside set

解決方案:

1、這種錯誤一般是由于所建模型是實心的,不是空心所致。所以在創(chuàng)建波導(dǎo)端口的時候要注意自己的設(shè)置,model是否改為vacuum。

2、model是PEC也沒關(guān)系,外面加個Vaccum的殼子就行,就滿足solve inside 。

問題二、

怎么用HFSS計算慢波結(jié)構(gòu)的耦合阻抗?

根據(jù)公式:Kc=sq(Ez0)/(2sq(Beta0)P) 可以求出基波的耦合阻抗。
具體做法:field calculation
Qty→E→Scal→scalarZ(Z為軸向) →smooth→cmplx→cmplxMag
Geom→point→選point1→OK→Value
Qty→Poynting→Scal→scalarZ(Z為軸向) →cmplx→Real
Geom→Surface→選slice→ →Abs→Eval
這樣你就得到Ezo和波印廷矢量。
在設(shè)slave與master邊界時的相差可得Beta。
注意在建模時,建點point1和面slice。

最后一行,在選slice→ →Abs是一積分符號。沒有顯示出來。

問題三、

在Ansoft Hfss10.0 每次運行中,都會提示這兩個錯誤
Unable to save current mesh data for simulation:Setup1
Simulation completed with execution error on server:Local Machine

在網(wǎng)上有人說另存為或重命名可以解決,試過了之后是可以解決的

問題四、

請看圖片中的文獻描述,請問open-circuit λ/2 resonant怎么理解?是電磁波在這一段微帶線上只傳輸半個波長么?
【友情提示】以下藍字部分有誤,請注意看下文中紅色字部分的討論

微帶線物理長度較長時呈電感性,為了諧振,應(yīng)該串聯(lián)一個電容。在微帶線右端串聯(lián)電容使得電長度減小,
因此傳輸半個波長所需的微帶線物理長度增長了,即可以實現(xiàn)以較長的微帶線與電容的串聯(lián)實現(xiàn)諧振。
而微帶線物理長度過短時呈電容性,為了諧振,應(yīng)該串聯(lián)一個電感。在微帶線右端串聯(lián)電感使得電長度增大。
因此因此傳輸半個波長所需的微帶線物理長度減小了,即可以實現(xiàn)用較短的微帶線與電感的串聯(lián)實現(xiàn)諧振。

以下是網(wǎng)上的說法,供參考
electrical length:
1. Of a transmission medium, its length expressed as a multiple or submultiple of the wavelength of a periodic electromagnetic or electrical signal propagating within the medium.
2. Of a transmission medium, its physical length multiplied by the ratio of (a) the propagation time of an electrical or electromagnetic signal through the medium to (b) the propagation time of an electromagnetic wave in free space over a distance equal to the physical length of the medium in question. Note: The electrical length of a physical medium will always be greater than its physical length. For example, in coaxial CABLES, distributed resistances, capacitances and inductances impede the propagation of the signal. In an OPTICAL fiber, interaction of the lightwave with the materials of which the fiber is made, and fiber geometry, affect the velocity of propagation of the signal.

問題五、HFSS使用心得體會,個人認為HFSS的使用可以分為兩個層次:
第一種是單純的仿真,知道某種結(jié)構(gòu),設(shè)置一些結(jié)構(gòu)變量直接用參掃或優(yōu)化,尋找自己想要的結(jié)果,這是初學(xué)者和大多數(shù)使用者采用的方式(本人在某些時候也喜歡用,這一般是對于未知結(jié)構(gòu)或者理論無法分析的結(jié)構(gòu)設(shè)計時);
第二種結(jié)合電磁場微波理論,對自己關(guān)心的問題與結(jié)構(gòu)先進行分析,仿真時做到有的放矢,更進一步的使用是以HFSS為基礎(chǔ)針對性進行二次開發(fā)(這種情況下都會用到VBS)
1、對于初學(xué)者來說,在建立HFSS的仿真模型時,首先得有一個概念:HFSS建模默認情況下可以想象成在一個金屬疙瘩內(nèi)“挖出”模型,所以建模時畫出的物體如果沒有定義邊界條件或者有其他的物體與其連接時,其表面會默認為PEC邊界;
2、一般情況下,許多使用者都直接利用HFSS自帶的自適應(yīng)網(wǎng)格剖分,這在多數(shù)情況下,尤其是結(jié)構(gòu)比較簡單時是可以的,但對于復(fù)雜的結(jié)構(gòu),如波導(dǎo)縫隙陣天線,有較大的局限性,因為縫隙上的電場一般都近似為余弦分布,在此上劃分網(wǎng)格,實際上可以看成是用一多段線近似余弦,如果縫隙上剖分的網(wǎng)格點數(shù)少了,必然引起近似誤差,對副瓣和遠副瓣有影響,所以對于結(jié)構(gòu)復(fù)雜、電磁場變化比較劇烈的局部需要進行手動網(wǎng)格剖分或者Seeding mesh

3、在HFSS 中存在三種掃頻方式:快速、離散和插值,各有優(yōu)缺點。
快速掃頻顧名思義速度比較快,它是在現(xiàn)有網(wǎng)格的基礎(chǔ)上直接計算,但是在頻帶較寬是,容易出現(xiàn)錯誤的結(jié)果(對結(jié)果的分析需要自己判斷);
離散掃頻是最準確的,它對每個頻點都會進行求解,所有求解的時間是單個頻點的N倍;
插值掃頻介于二者之間,它首先確定若干個頻點進行求解,然后頻點之間采用插值的方法計算。
4、良好的建模習慣是用好HFSS的有力方法:
建模時千萬不要使用默認的物體名稱,如box、cylinder等,多了會暈頭轉(zhuǎn)向,不利用修改和排錯,同時盡量用變量名,即使該參數(shù)不用參掃;
如非必要,盡量不用相對坐標系,它會極大的影響后處理計算的速度,容易出錯,最好的方法是在全部坐標系內(nèi),通過簡單的操作把模型移動到指定的位置,建模的過程也是一個設(shè)計者思考的過程,可以反映建模者的分析脈絡(luò);
HFSS的VBS腳本程序是一個非常有用的東東,本人很喜歡用,它可以與MATLAB等其他軟件程序結(jié)合使用,比如對于某個特定結(jié)構(gòu),有固定的規(guī)律或更好的優(yōu)化途徑,用協(xié)同仿真優(yōu)化是比較好的選擇。

問題六、

請問各位大蝦,我要設(shè)計一個27—40 Ka波段全頻段的基片集成波導(dǎo)到微帶的轉(zhuǎn)換,有以下幾個問題請大家?guī)兔鉀Q下:
1,如何從所選的頻段得出基片集成波導(dǎo)的寬度以及特性阻抗?
2,在得到基片集成波導(dǎo)的阻抗后如何求得微帶到波導(dǎo)線性漸變過度的微帶線的長度L ?
PS:所選擇的基片是RT-duroid 5880材料(相對介電常數(shù)εr=2.2),厚度h=0.254mm)

寬度約等于主模截止波長(介質(zhì)中)除以2,修正量加上孔的直徑。
阻抗算法可以參考矩形波導(dǎo)的,按照你給點參數(shù)估計大概是20歐姆左右。也就是說微帶線寬度大概是50歐姆的兩點幾倍,具體你用論壇里的那個TLline小軟件一算就得到。
過渡段長度選到線寬(粗的一端)的4~5倍即可。也可以用HFSS進行優(yōu)化。
你這個基片很薄,加工后的器件比較脆弱容易形變,建議你準備硬板加固。

問題七、

波端口大小對特性阻抗的影響仿真總結(jié)。

最近在仿真一個特性阻抗為50歐姆的微帶傳輸線,發(fā)現(xiàn)波端口的大小對特性阻抗有很大的影響。
以下是結(jié)合書本對波端口的認識,歡迎大家一起交流:
1.波端口的大小決定了端口的模式,尺寸越小,越有利于單模傳輸,這是因為波端口激勵是假設(shè)和一個半無限長的矩形波導(dǎo)相連,因此波導(dǎo)的尺寸越小,截止波長越小,越有利于單模傳輸。在只進行端口求解時,可以觀察Gamma參數(shù)的虛部來查看可以傳輸哪些模式,hfss fullbook中有一個關(guān)于waveport的具體例子,大家可以查看。
2. 波端口的大小影響端口阻抗的計算,這就給端口特性阻抗的計算帶來了影響,選擇多大的端口才能符合實際。以微帶為例,HFSS應(yīng)用詳解中給出了相應(yīng)的參考波端口大小,當w>=h時,波端口的寬度一般設(shè)置為10w,當w<h時,波端口的寬度一般設(shè)置為5w(3-4h);波端口的高度一般設(shè)置為6-10h。這只是參考的數(shù)值,到底多大計算出來的端口特性阻抗才能滿足實際要求,希望知道的一起交流下。
3. 波端口的尺寸也不是越小越好,因為進入毫米波段后,有時需要考慮高次模的影響,實際實踐中也會引入高次模。再以微帶傳輸線為例,為避免電場耦合到波端口邊緣上,影響傳輸線的特性,波端口必須設(shè)置足夠大的尺寸。

問題八、

1 在不考慮激勵,對于波導(dǎo)而言,它本身能傳導(dǎo)的模式可能出現(xiàn)能傳導(dǎo)高階模式而基模卻截止的情況么?
2 對于波導(dǎo)而言,特定頻率下,能傳輸?shù)哪Ｊ胶图顩]有關(guān)系吧?這算是波導(dǎo)本身的性質(zhì)么?

對于第一個問題,不可能出現(xiàn)那樣的情況。因此傳播模式的條件是f>fc(fc是模式的截止頻率),而基模的截止頻率小于高次模,所以能傳導(dǎo)高階模式必然能傳輸基模。
第二個問題,波導(dǎo)能傳輸?shù)哪Ｊ街慌c其自身的尺寸,材料等相關(guān),可用本征模理論進行求解,與激勵沒有關(guān)系。

問題九、

感覺到大家對端口阻抗的概念比較模糊。
首先需要區(qū)分兩個概念:端口阻抗和端口輸入阻抗。
端口阻抗一般是指天線饋電端口所接傳輸線所對應(yīng)的特性特性阻抗,一般在端口處定義一個截面,求解器在求解時把該端口看作一個無限長均勻傳輸線。利用2D特征模求解器可以求得對應(yīng)模式的特性阻抗。在HFSS中,要計算給定端口截面的特性阻抗只能用Waveport,在Result->create report->modal soluton data->Traces窗口中的PortZ0即是所求得的端口特性阻抗。如果在Waveport中設(shè)置了多個模式,則存在多個模式對應(yīng)的PortZ0。利用Waveport端口激勵,可以計算任意形狀截面端口的特性阻抗。在Analysis->solution setup中設(shè)置如下,則僅啟動2D特征模求解器計算端口模式而不進行進一步求解,通常成為一種檢驗饋電結(jié)果設(shè)置正確與否的方法。

quanta :
如果采用waveport,可以通過portz0來看特性阻抗。我認為lumped port是一種理想化設(shè)置,其S參數(shù)的仿真結(jié)果與waveport相同。

ok!:
但只有在lumped port設(shè)置的阻抗Z0與waveport計算得到的端口Z0相同時,得到的VSWR才相同。

tianke:
據(jù)我理解,好像只有設(shè)waveport,才可以算出特性阻抗,也就是portz0值。

OK! :
在某些情況下,無法設(shè)置一個明確的端口面或者已知所連接電纜的特性阻抗(通常為50歐),這時用lumped port更為方便(不啟動2D特征模求解器求解)。這時實際上是強制端口阻抗為某一值。因此,當設(shè)置lumped port時,得到的PortZ0始終是一常量。

tonyshore:
好象用lumped port 的話,不管當時有沒設(shè)置歸一化阻抗,最后得出來結(jié)果都是50歐,是不是這樣呢?還是我做的設(shè)置出錯了..? 另外一個概念是輸入阻抗,即從天線端口看進去的阻抗,必須進行完全求解才能得到。在Result->create report->modal soluton data->Traces窗口中的Z parameter中可以得到輸入阻抗。注意:僅對于單端口Z11才表示輸入阻抗Zin,對于多端口,Z11僅表示其余端口短路條件下的輸入阻抗。

e族浪子:
active z然后選中re,im就可以看到了。

wrong!:
active z是存在多端口激勵條件下的Z,與上述Z parameter類似,不是Z0。

另外,關(guān)于歸一化,是用于對S參數(shù)矩陣進行歸一化,目的是用于標準的歸一化S參數(shù),比如用于電路仿真。如對Znorm進行歸一化,將按照S歸一化公式重新計算S參數(shù)。相應(yīng)的Z0變?yōu)閆norm。
總結(jié):
如果是Waveport,則端口阻抗是2D特征模求解啟得到的Zo;
如果是lumped port 則端口阻抗是在lumped port 設(shè)置的全端口阻抗值,如圖所示
如果設(shè)置了對歸一化(Znorm),則影響S參數(shù)的輸出值,同時將Zo強制置為Znorm。

問題十、

波導(dǎo)可以傳導(dǎo)高階模式而不能傳導(dǎo)基模的情況么?---------------不可能
波導(dǎo)可以傳導(dǎo)高階模式而不傳導(dǎo)基模的情況么?------------------無基模激勵

問題十一、

本身在仿真時就設(shè)定的是一種模式,那怎么可能有高次模的影響呢?我想知道波端口的尺寸影響什么,難道說即使我仿真時只定義了一種模式,由于尺寸不合理而導(dǎo)致高次模的產(chǎn)生?

通過合理的尺寸和材料設(shè)計可以理論上滿足單模激勵,但即便是單模激勵仍可能被測試結(jié)構(gòu)激發(fā)出高次模,如果高次模在到達各端口前凋落掉,那就不用考慮了,如果沒有足夠凋落,那么就對S參數(shù)產(chǎn)生影響,誤差就得考慮。

問題十二、

在不考慮輻射損耗的情況下,S參數(shù)的理解應(yīng)該是基于傳輸矩陣法的。
S(port1,port1)應(yīng)該是代表著端口進入電極后的反射,可以理解為反射系數(shù)。
S(port1,port2)應(yīng)該是代表著端口1到端口2的傳輸,可以理解為傳輸系數(shù)。

問題十三、

在超高頻(uhf)rfid標簽天線的設(shè)計中,需要用到共軛匹配,論壇中進行過探討,但好像不是很正確!

HFSS中S11的計算公式為:
s11=20*log10(|(Zant-Zchip)/(Zant+Zchip)|) (1)
如果利用lumport,且將端口阻抗設(shè)置成芯片阻抗的共軛,則計算得到的s11為
s11=20*log10(|(Zant-Zchip*)/(Zant+Zchip*)|) (2)
而共軛匹配的計算公式為: x[wq]q#*
s11=20*log10(|(Zant-Zchip*)/(Zant+Zchip)|) (3)
這個公式才是最嚴格的,利用這個公式設(shè)計的天線,要得到寬頻帶的s11,需要多個諧振頻點才能實現(xiàn)!
本人在設(shè)計天線過程中用到第二個錯誤公式,結(jié)果整整浪費了4個多月的時間,希望大家不要重蹈覆轍!

問題十四、

1.根據(jù)你的意思,就是說端口2默認情況下是沒有加激勵的了?
2.如果想看S12,就是說要在端口2上加激勵,要進行如何修改呢?是否是在hfss——fields——edit sources 里面進行的修改呢? 如何改?
3.你知道hfss——fields——edit sources 中的scaling factor 是用來做什么的嗎?

答:
1 默認的2端口是沒有激勵的。
2,3 hfss默認激勵是1W的,scaling是跟1W的比值,取成0就是沒激勵,取成1就是1W 。

問題十五、

雙層微帶天線是不是下層的激勵貼片一定小于上層的輻射貼片呢?我看了好多論文和書都是這樣的,但是我仿真的時候,只有下層的激勵貼片大于上層的輻射貼片時才能得到較好的端口匹配,請問有人做過嗎?求解釋???

雙層微帶貼片,可以加大天線帶寬。增益也會相應(yīng)的提高,兩貼片之間的距離比較關(guān)鍵。至于大小,我仿真過在1/2波長左右區(qū)別不是很大。我看過很多產(chǎn)品上層貼片一般會比下層貼片小,也有個別相反的?？偟膩碇v上層貼片相當于八木的引向器。

問題十六、

微帶天線中寄生貼片的作用是什么?